Boost型ZVT-PWM高功率因数软开关变换电路 2.3.1 电路原理图及工作波形图 从2-2章节我们可以知道，本文采用单相有源高功率因数校正电路，所选用的变换器为Boost ZVT-PWM变换器，其电路原理图及工作波形图如图2-3和图2-4所示[5] 。
图2-3 Boost型ZVT-PWM变换器主电路 图2-4 Boost型ZVT-PWM变换器一周期主要电量波形 2.3.2 Boost型ZVT-PWM变换器工作原理 设t<T0时，Tr和Tr1均关断，D导通。一周期可分七种运行方式，如图2-5所示[4]：
图2-5 Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式分析 2.3.3 Boost型ZVT-PWM变换器运行模式分析 下面是一个周期内Boost型ZVT-PWM变换器各个阶段的运行模式分析，一周期内它的各运行模式的等效电路如图2-6所示[7]。
1. T0 ～T1 Lr电流线形上升阶段 t=T0，辅助开关Tr1开通，谐振电感电流iLr线形上升，t=T1时达Is,二极管D的电流ID则由Is线形下降，t=T1时降到零电流下关断，若采用快速恢复二极管，可忽略D的反向恢复电流。这一阶段Vds不变，等效电路如图2-6（ a） 2. T1～T2 谐振阶段 LrCr谐振，电流iLr谐振上升，而电压Vds由Vo谐振下降。T=T2时，Vds=0,Tr的反并联二极管导通。等效电路如图2-6（b） 3. T2～T3 主开关Tr开通 由于Tr的体二极管已导通，创造了ZVS条件，因此应当利用这个机会，在t=T3时给Ｔr加驱动信号，使Ｔr在零电压下导通，等效电路如图2-6（c） 4. T3～T4 iLr线形下降阶段 t=T3，Tr1关断，由于D1导通，Tr1的电压被钳在V0值，Lr的储能释放给负载，其电流线形下降。T=T4时，iLr=0,等效电路图如图2-6（d） 5. T4～T5 ids恒流阶段 T=T4，D1关断，这时Boost型ZVT-PWM变换器如同普通Boost型变换器的开关管导通的情况一样，ids=Is,等效电路如图2-6（e） 6. T5～T6 Cr线形充电阶段 t=T5,Tr关断，恒流源Is对Cr线形充电，直至t=T6时，VCr=Vo。等效电路图如2-6（f） 7. T6～T7 续流阶段 这个阶段如同普通Boost型变换器开关管关断的情况一样，处于续流状态，直到t=T0,下一周期开始，等效电路图如图2-6（g） 图2-6 Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式的等效电路 2.3.4 Boost型ZVT-PWM变换器的优缺点 由以上分析可知，Boost型ZVT-PWM变换器的主要优点是[4]：
1.零电压导通且保持恒频运行。
2.二极管D零电流截止，因此在功率因数有源校正装置等输出大功率，高电压情况下应用这一技术，可避免因二极管反向恢复使关断损耗过大的问题。
3.开关管电流与电压应力小。由波形图可见，理论上电流ids，电压Vds的波形为方波，一周期内谐振时间很短。
4.在较宽的电源电压和负载电流变化范围内可满足ZVS条件。
它的唯一不足之处为辅助开关Tr1不在软开关条件下运行。但是和主开关管相比，Tr1的电流很小，它只处理少量的谐振能量。
2.4 Boost型ZVT-PWM电路主要元器件参数设计 2.4.1高功率因数校正软开关AC/DC变换电路技术指标 输入电压：单相交流220±10%V 输入频率：50Hz/60Hz 输出电压：直流380V 变换器效率：大于95% 功率因数：大于98% 开关频率：f=100 kHz 2.4.2 升压电感设计 最大峰值电流出现在电网电压最小，负载最大时[11]：
（2-5） 假设容许20%的电流脉动则有：
（2-6） Boost变换器的占空比D：
（2-7） 在最低线电压时最小占空比Dmin: （2-8） 由下面公式：
（2-9） 可以得：
（2-10） 取L=470 2.4.3 输出电容CO的选择 输出电容C0由两个因数决定，第一：保持时间tH ；
第二：输出电压纹波的大小。输出电容由容许的输出最大纹波电压决定，输出纹波电压频率为2倍的基频率，设容许的最大输出纹波电压[12]-[14]：
（2-11） 电容电流表达式：
（2-12） （2-13） 将（2-13）式取拉氏变换得[13]：
（2-14） 可以得到：
（2-15） 将（2-15）取反拉氏变换得：
（2-16） 输出纹波电压：
（2-17） 所以最大输出纹波电压峰值：
（2-18） 最大电容电流等于最大负载电流即：
（2-19） 将（2-19）代入（2-18）得：
（2-20） 所以得到：
（2-21） 因此：
（2-22） 取CO=2200 2.4.4 谐振电感Lr的设计 谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的di/dt。当零电压过渡开关导通时，输入电流转向，从升压二极管转到零电压过渡电感。电感值可以由二极管所需的关闭时间来确定，此二极管关闭时间由它的反向恢复时间给出。为Lr计算出实际值是困难的，因为反向恢复特性在实际电路中使用时，会千变万化。
影响二极管反向恢复的电路条件之一就是谐振电容的自然缓冲作用，它限制了二极管阳极的dv/dt。一个优良的初始估计是电感电流，在3倍的二极管反向恢复时间内上升到二极管内电流。对最大电感值的一个制约是它对最小占空比的影响。二极管选择时，LC时间常数影响DMIN，因此Vomin使Lr过大，还会增大零电压过渡MOSFET的导通时间，增大谐振电路的导通损耗。随着Lr值的减小，二极管将经受更大的反向恢复电流，通过零电压过渡开关MOSFET的峰值电流也会增加。峰值电流的增加，储存在电感中的总能量也将增加。为减少关闭结点上的寄生振铃，应使能量保持在最小值。
二极管的反向恢复时间是关闭时di/dt的局部函数，如果所控制的di/dt设定，该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为60ns。如果电感限制上升时间到180ns,(3×trr)电感量可按下式计算[14]-[18]：
（2-23） 其中：
（2-24） 因为：
（2-25） 所以：
（2-26） 由此可得：
（2-27） 2.4.5 谐振电容Cr的设计 最小谐振电容要确保主开关的dv/dt，有效谐振电容是MOSFET电容和外接电容之总和。该电容限制关闭时间的dv/dt，自然地减少了米勒效应。此外，它还减少了关闭损耗，因为开关电流转移到电容上。该电容必须是优质高频电容，低ESR﹑低ESL者为佳。它还必须能在关闭时承受较大的充电电流[18]-[22]。
L与C结合产生一个谐振周期的1/4：
（2-28） 所以可得：
（2-29） 仅供参考
